На бирже курсовых и дипломных проектов можно найти образцы готовых работ или получить помощь в написании уникальных курсовых работ, дипломов, лабораторных работ, контрольных работ, диссертаций, рефератов. Так же вы мажете самостоятельно повысить уникальность своей работы для прохождения проверки на плагиат всего за несколько минут.

ЛИЧНЫЙ КАБИНЕТ 

 

Здравствуйте гость!

 

Логин:

Пароль:

 

Запомнить

 

 

Забыли пароль? Регистрация

Повышение уникальности

Предлагаем нашим посетителям воспользоваться бесплатным программным обеспечением «StudentHelp», которое позволит вам всего за несколько минут, выполнить повышение уникальности любого файла в формате MS Word. После такого повышения уникальности, ваша работа легко пройдете проверку в системах антиплагиат вуз, antiplagiat.ru, etxt.ru или advego.ru. Программа «StudentHelp» работает по уникальной технологии и при повышении уникальности не вставляет в текст скрытых символов, и даже если препод скопирует текст в блокнот – не увидит ни каких отличий от текста в Word файле.

Результат поиска


Наименование:


Диплом Математические модели и тестер для измерения параметров радиоэлектронных элементов. Решение задачи по повышению точности моделирования путём использования прямых методов применения Y-матрицы транзистора. Недостатки применяемых измерительных приборов.

Информация:

Тип работы: Диплом. Предмет: Схемотехника. Добавлен: 03.03.2009. Сдан: 2009. Уникальность по antiplagiat.ru: --.

Описание (план):


28
Введение
Включение электронных вычислительных машин (ЭВМ) в цикл проектирования радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) выдвинуло на передний план задачи математического описания радиоэлементов (РЭ), составляющих эти РЭА, так как достоверность машинных расчетов параметров РЭА определяется, в первую очередь, достоверностью описания параметров РЭ. Комплексный характер работ в области моделирования РЭА наиболее полно сформулирован Логаном /1/, который связал неудачные попытки использования систем автоматизированного проектирования электронной аппаратуры (САПР РЭА) с системным подходом. Такой подход включает:
разработку математических моделей радиоэлементов;
проверку адекватности путем сравнения результатов, с характеристиками реализованных устройств радиоэлементов САПР РЭА;
определение и описание технологических разбросов;
оценку влияния изменений окружающей среды (температура, влажность, механические воздействия, радиация и т.п.);
исследование эффектов старения с точки зрения надежности.
Если же при тщательном исследовании пренебрегают хотя бы одним из выше перечисленных аспектов с целью упрощения модели РЭА, то результат моделирования может быть сведён на нет. Например, при оптимизации без учёта климатических факторов или статических параметров.
Исторически потребность математического описания РЭА возникла одновременно с применением РЭА. Современные требования к описанию РЭА отличаются только в существенном повышении требований к адекватности моделей, что связано, в первую очередь, с усложнением функционального назначения и структуры РЭА.
Относительно простые по структуре РЭА и составляющие их РЭ позволяли разработчикам после несложных расчетов проверять результаты посредством натурного макетирования. Это привело к тому, что описание моделей РЭ было также ориентировано на корректировку их параметров в процессе проектирования РЭА. При необходимости простые модели и процессе проектирования усложнялись, если в этом возникала такая потребность.
Усложнение РЭА, связанное с применением полупроводниковых элементов (ПЭ), особенно с началом развития микроэлектронных радиоэлементов (МРЭ), привело, во-первых, к повышению требований к описанию РЭ и МРЭ, во-вторых, к глобальному усложнению РЭА, в-третьих, к резкому ограничению, вплоть до полного исключения натурного макетирования.
Развитие ЭВМ и измерительной техники, широкое внедрение персональных компьютеров (ПК), открыло качественно новые возможности в области САПР РЭА, в том числе и области моделирования РЭ и МРЭ. В практику внедрены:
мощные методы САПР РЭА, например система Pspice /2/;
модели РЭ и МРЭ, позволяющие производить адекватное описание характеристик реальных устройств;
автоматизированные технические средства измерения (АТСИ) на базе ПК, применение которых позволяет идентифицировать параметры модели РЭА в ограниченное время с требуемой точностью.
Анализ как структуры принятых моделей РЭ и МРЭ, так и принятых методов измерения их параметров приходит к следующим выводам:
повышение точности связано с усложнением структуры моделей, что в большинстве случаев для их эффективного практического использования приводит к их усечению (упрощению), например, модель биполярного транзистора, содержащая до 59 компонентов (модель Гуммеля-Пунна) упрощается до 12 компонентов (классическая модель Эберса-Молла);
возникают естественные трудности аттестации сложных моделей (увеличение числа параметров приводит к увеличению времени и расходов на моделирование).
Разработчики САПР РЭА PSpice чётко представляют эти проблемы. В этой связи в системе PSpice предусмотрено применение проблемно ориентированных макромоделей. Эти модели, в том числе и транзистора, по желанию пользователя, путём ограничения области определения параметров по режиму электропитания, по постоянному току, частотному диапазону, температуре и другим условиям позволяют в конечном итоге повысить эффективность проектирования за счёт, во-первых, уменьшения числа параметров, во-вторых, резкого снижения количества расчётных операций, выполняемых в процессе расчета РЭА. Так, при использовании в PSpice встроенной малосигнальной модели биполярного транзистора (БТ) число необходимых параметров находится в пределах от 29 (модель Эберса-Молла в версии Логана) до 59 (модель Гуммеля-Пунна), тогда как использование в фиксированном режиме электропитания по постоянному току и ограниченном диапазоне частот макромодель БТ на основе Y- матрицы будет содержать 8Nj вещественных параметров, где Nj - число аттестуемых частотных точек. При этом определение параметров БТ на текущей частоте производится посредством элементарных вычислительных операций.
Если макромодель БТ определена по данным встроенной глобальной модели БТ, то её точность будет определена точностью исходной модели. Использование косвенных методов идентификации параметров встроенной модели неизбежно приводит к снижению точности моделирования.
Задачу по повышению точности моделирования можно решить, например, путём использования прямых методов применения Y- матрицы транзистора. Современные измерительные приборы позволяют реализовать данные измерения только в первом приближении, так прямое измерение малосигнальных параметров "чёрного ящика" производят, как правило, в коаксиальном тракте с волновым сопротивлением 50 Ом. неизбежны существенные погрешности измерения параметров компонентов значительно отличаются от 50 Ом.
Основными препятствиями для осуществления эффективного измерения параметров малосигнальных макромоделей являются:
необходимость выполнения сложных с технической точки зрения операций по согласованию измерительных цепей на предмет отсутствия отражённых волн;
ошибки, связанные с использованием направленных ответвителей, которые нужно рассматривать как дополнительные неоднородности измерительного тракта, причём частотно-зависимые.
Недостатками применяемых измерительных приборов также является противоречия, связанные с внедрением классических "ручных" методов измерения в практику автоматизированных измерений. Эта проблема может быть решена путём разработки и внедрения алгоритмических машинно-ориентированных методов измерения.
В организационно-экономической части рассмотрены вопросы определения трудоёмкости ОКР, договорной цены темы; проведено технико-экономическое обоснование новой конструкции; рассчитана точка безубыточного объёма.
В разделе безопасности жизнедеятельности рассмотрены требования к помещениям, в которых ведётся работа на персональных компьютерах (ПК); вопросы безопасности при непосредственной работе на ПК; уделено внимание вопросам электробезопасности и пожарной безопасности.
Авторами были непосредственно написаны следующие пункты и подпункты:
Маликовым А.Н. - п.1; п.п.2.1; п.п.2.2; п.п.2.2; п.п.2.3; п.п.3.4.1; п.п.3.4.2;
п.п.3.4.3; п.п.3.5; п.п.4.1; п.п.4.2; п.п.5.2; п.п.6.2.7; п.п.6.2.8;
п.п.6.2.9; п.п.6.2.10; п.п.6.2.11; п.п.6.2.12; п.п.6.2.13;
п.п.6.3; п.п.7.1; п.п.7.3; п.п.7.4; п.п.7.5; п.п.8.1;
Казьминым Д.Ю. - п.1; п.п.2.4; п.п.2.5.1; п.п.2.5.2; п.п.2.5.3; п.п.3.1.1;
п.п.3.1.2; п.п.3.2; п.п.3.3; п.п.4.3; п.п.5.1; п.п.6.1.1; п.п.6.1.2;
п.п.6.1.3; п.п.6.2.1; п.п.6.2.2; п.п.6.2.3; п.п.6.2.4; п.п.6.2.5;
п.п.6.2.6; п.п.7.2.1; п.п.7.2.2; п.п.7.2.3; п.п.7.2.4; п.п.8.2;
1. Анализ технического задания
Техническое задание (ТЗ) приведено в приложении 1.
Из принципиальных схем плат непосредственно следует, что они представляют собой относительно простые устройства, так что особых сложн
остей при разработке этих плат не представляется.
Из литературных данных /5/ следует, что диапазон регулировки тока и напряжения коллектора, а также п.2.2 технического задания вполне реализуемы.
Устройство предназначено для работы в стационарных лабораторных условиях, поэтому особые меры для повышения устойчивости к внешним воздействиям не применяются, так же отсутствуют жёсткие требования по массе и габаритам, что позволяет не проводить дополнительные мероприятия по их уменьшению. Условия эксплуатации согласно первой группе ГОСТ 16019-78 предусматривают работу устройства в стационарной аппаратуре в отапливаемом помещении. Для аппаратуры данной группы определены основные дестабилизирующие факторы согласно /16/:
воздействие минимальной пониженной температуры 2330 К;
воздействие максимальной пониженной температуры 2780 К;
воздействие минимальной повышенной температуры 3130 К;
воздействие максимальной повышенной температуры 3280 К;
воздействие повышенной влажности 80% при температуре 2980 К;
воздействие пониженного атмосферного давления 61 кПа при температуре 2630 К;
прочность при синусоидальных вибрациях с частотой 20 Гц и ускорением 19,6 м/с2 в течение времени непрерывного воздействия более 0,5 ч.
При анализе приведённых факторов можно сделать вывод о возможности не предпринимать специальных мер по защите от дестабилизирующих влияний этих воздействий.
Согласно ТЗ основанием плат является кассета корзины базы 2 ВНИИТ г. С-Петербург. Предварительные исследования приводят к выводу о возможности размещения всего устройства на одной плате.
Так как устройство должно отвечать технологии единичного производства, то в нем должны быть использованы серийные и доступные радиоэлементы, а так же традиционные конструкционные материалы. Жёстких требований к ним в связи с нежёсткими условиями эксплуатациями не представляется. Требования к эргономике обычные и связаны только с удобством эксплуатации блока. Требования к надёжности тоже являются обычными для такого вида аппаратуры.
Из изложенного выше следует, что реализация конструкции не связана с какими-либо существенными трудностями.
2. Математические модели радиоэлектронных элементов
2.1 Формальная модель многополюсного радиоэлемента

Формальную модель многополюсного радиоэлемента (ФММР) представим в виде многополюсника (МП) который содержит множество N внешних полюсов для его электропитания по переменному и постоянному току. В качестве переменных, которые определяют процессы в ФММР, примем входные токи полюсов i1, i2…in разности потенциалов i-l=Uil (il) и дополнительные переменные x1,x2…xq , l- потенциал базового полюса, относительно которого отсчитывается напряжение Uil , i - потенциалы остальных полюсов (рисунок 2.1).
Рисунок 2.1 - Графическое представление ФММР
В общем случае процессы в формальном многополюснике (ФМП) можно представить нелинейными дифференциальными уравнениями вида
(2.1)
(2.2)
(2.3)
где I, U - вектор-функции определяемые токами и напряжениями
на полюсах;
Fi и fp - некоторые функции, в общем случае нелинейные;
Х - вектор-функция времени с составляющими х12,…хq , которые
связаны с различными физическими величинами в зависимости от
принципов построения модели.
2.2 Структура ФММР

Кроме множества N полюсов, структуру ФММР представляют под множество А полюсов для электропитания по переменному току в процессе преобразования сигналов и под множество S полюсов для электропитания МП по постоянному току для создания рабочего режима.
Связь между множествами A, S и N определяет выражение
А N, S N. (2.4)
Пусть а- размер А, а bi - его элемент при i=1,a , s-размер S, Сj- его элемент при j=1,s.
В случае ФМП множество полюсов N представляет собой объединение полюсов A и S, т.е.
N=AUS. (2.5)
При этом возможны следующие отношения между A, S и N.
Для пассивных устройств
S=0, A=N. (2.6)
Для устройств постоянного тока, для которых мгновенными измерениями сигналов во времени можно пренебречь
A=0, S=N. (2.7)
Подмножества A и S совпадают (например для транзистора)
A=S=N. (2.8)
Для устройств типа операционного усилителя
AS=N. (2.9)
Полюса А и S изолированы друг от друга (некоторые интегральные схемы)
AS, N=A+S. (2.10)
Условия (2.6)-(2.10) необходимо учитывать как при конкретном применении МП, так и при организации процесса измерения его параметров.
2.3 Базовый узел ФММР

В качестве базового узла ФММР можно выбрать любой из его полюсов и даже объединить несколько полюсов. В этом случае порядок МП понизится на число полюсов принятых в качестве базовых, и его модель принципиально упростится.
С другой стороны базовый узел может быть внешним по отношению к МП, т.е. электрически с МП не связан. В этом случае первый закон Кирхгофа для мгновенных токов, втекающих в N-полюсник, может быть записан в виде
А линейные устройства будут иметь особенные матрицы параметров, т.е. сумма элементов этих матриц по строкам и столбцам будет равна 0.
В этой связи для описания ФММР достаточно идентифицировать N-1 строк и столбцов.
2.4 Структура элементной базы

Структура элементной базы РЭА приведена на рисунке 2.2.
Согласно рисунку 2.2 элементная база (ЭБ) подразделяется на двухполюсники (ДП) и многополюсники (МП). Считаем необходимым выделить ДП в отдельное подмножество в виду их исключительного значения в качестве компонент, на основе которых конструируется более сложные по структуре и назначению компоненты, в том числе и МП. ДП и МП в свою очередь подразделяются на пассивные (ПЭ) и активные (АЭ) элементы. АЭ отличаются от ПЭ тем, что режим их функционирования обязательно определяют дополнительные факторы, например, токи напряжения смещения рабочей точки. Подклассами П и А являются элементы: дискретные элементы (Д)- элементы со сосредоточенными постоянными параметрами, относительно простой конструкции и принципа действия (резисторы, конденсаторы, транзисторы и т.п. ); с распределенными параметрами (РП); акустоэлектронные элементы (АЭ); функциональные элементы (ФЭ); интегральные схемы (ИС); цифровые элементы (ЦЭ). По существу, подклассы элементов, определяющих структуру АЭ и ПЭ, совпадают за исключением ЦЭ, которые являются особым подклассом активных элементов, элементарных логических ИС до сложнейших микропроцессорных устройств.
Рисунок 2.2 - Структура элементной базы РЭА.
2.5 Модели РЭ для САПР электронных схем
2.5.1 Встроенные модели
В современных САПР электронных схем, например, PSpice широко используются встроенные модели. В системе PSpice в состав этих моделей входят модели диода, биполярного транзистора, канального полевого транзистора, МОП-транзистора и магнитного сердечника. Указанные модели позволяют рассчитывать статические линейные и нелинейные динамические режимы. В основу моделей диодов и транзисторов положены идеи выдвинутые Эберсом и Моллом. В этих моделях отражены достижения последних десятилетий.
К достоинствам встроенных моделей можно отнести:
элементы, указанные выше, можно аттестовать по справочным данным;
в зависимости от решаемой задачи можно определить уровень сложности моделей, тем самым оптимизируя процесс вычисления;
для МОП транзистора предлагается 4 уровня сложности, а для биполярного транзистора 3, кроме моделей Гуммеля-Пунна аттестуемой 59 параметрами и константами.
Также предусмотрены усеченное использование моделей Эберса-Молла на основе 16-20 параметров, предоставление пользователю корректировки встроенных моделей.
К недостаткам встроенных моделей, приведенных в литературе /2/ следует отнести их сложность. Анализ показывает, что для расчета малосигнальной модели биполярного транзистора требуется использовать практически весь математический аппарат нелинейного варианта его модели.
Также к недостаткам следует отнести ограниченный частотный диапазон. По данным /2/ частотный диапазон биполярного транзистора ограничен 100 МГц. Отсутствие достаточного объема справочной информации и связанной с этим необходимость организации сбора дополнительной информации, путем реализации дополнительных измерительных процессов.
2.5.2 Макромодели
В САПР высокого уровня (например, PSpice) предусмотрено использование макромоделей ряда элементов (операционные усилители, компараторы напряжения, СВЧ транзисторы, нелинейные резисторы, конденсаторы и т.п.) идентификация параметров которых производится пользователем. Успех моделирования в этом случае определяют методы и условия измерения. Пользователю предоставляется возможность идентификации параметров модели в условиях, наиболее приближенному к реальному использованию. Так встроенные модели в библиотеке PSpice адекватны на частотах только до 100 МГц, то макромодели, в том числе малосигнальные модели имеют большое значение при расчетах электронных схем СВЧ диапазона. Также представляют большой практический интерес методы измерения параметров этих моделей.
Второй способ построения высокочастотных моделей транзисторов основан на применении их малосигнальных схем замещения. В таком случае сначала с помощью типовых моделей транзисторов рассчитывается режим цепи по постоянному току и для этого режима измеряются, или рассчитываются, Y или Sпараметры транзисторов в заданном диапазоне частот. Рассмотрим эти схемы замещения для программы PSpice подробнее.
Макромодель на основе Yпараметров. Напомним уравнение линейного 4-полюсника (рисунке 2.3) в системе Yпараметров
(2.12)

Рисунок. 2.3 - Линейный 4-полюсник
Этой системе уравнений поставим в соответствие схему замещения транзистора на основе ИТУН (рисунок 2.4).
Рисунок 2.4 - Макромодель транзистора на основе Y
параметров
Приведем пример формальной макромодели транзистора КТ315В на основе Yпараметров, измеренных на частотах 5, 10 и 30 МГц для тока коллектора Iк=5 мА:
.subckt KT315V 2 1 3
G11 1 3 FREQ {V(1,3)}=
+ ( 5e6, -50.3, 31.6) (10e6, -48.0, 36.9) (30e6, -44.3, 41.0)
G12 1 3 FREQ {V(2,3)}=
+ ( 5e6, -78.4, 181.9) (10e6, -72.7, 184.5) (30e6, -63.1, 183.7)
G21 2 3 FREQ {V(1,3)}=
+ ( 5e6, -18.7, -20.8) (10e6, -20.0, -31.9) (30e6, -25.5, -44.2)
G22 2 3 FREQ {V(2,3)}=
+ ( 5e6, -67.4, 63.4) (10e6, -63.3, 56.3) (30e6, -59.4, 54.1)
.ends
При табличном задании управляемых источников в частотной области для каждого значения частоты указывается модуль передаточной функции в децибелах и ее фаза в градусах.
Макромодель на основе Sпараметров. В диапазоне СВЧ большее распространение имеют линейные макромодели транзисторов на основе Sпараметров, которые в этом диапазоне частот проще измерять, чем Yпараметры. Напомним, что для 4-полюсника на рисунке 2.3 справедливо следующее уравнение в терминах Sпараметров:
, (2.13)
где падающие и отраженные волны мощности;
Z волновое сопротивление тракта, в котором измерены Sпараметры транзистора.
Из этих соотношений вытекают уравнения для входного и выходного напряжений, в которые входят управляемые источники напряжения:
, (2.14)
где
На основе этой системы уравнений
составляется линеаризованная схема замещения СВЧтранзистора (рисунок 2.5). В качестве примера приведем описание макромодели арсенид-галлиевого полевого транзистора 3П343 в диапазоне частот 4...12 ГГц при напряжении затвора 2 В и токе стока 10 мА:
.subckt 3P343 2 1 3
RZ1 1 11 50
RZ2 2 21 50
E11 11 12 FREQ {V(1,3)+V(1,11)} =
+ (4e9, -0.35, -28.3) (5e9, -0.54, -33.2) (6e9, -0.58, -35.9)
+ (7e9, -1.21, -41.9) (8e9, -1.01, -67.1) (9e9, -2.85, -56.9)
+ (10e9, -4.29, -32.8) (11e9, -1.94, -56.9) (12e9, -0.63, -65.2)
E12 12 3 FREQ {V(2,3)+V(2,21)}=
+ (4e9, -32.5, 77.0) (5e9, -29.5, 62.0) (6e9, -29.2, 72.4)
+ (7e9, -27.3, 65.0) (8e9, -23.5, 15.0) (9e9, -29.0, 66.1)
+ (10e9, -23.4, 36.6) (11e9, -25.4, 61.7) (12e9, -22.1, 40.4)
E21 21 22 FREQ {V(1,3)+V(1,11)}=
+ (4e9, 0.82, 149.8) (5e9, 2.30, 131.1) (6e9, 0.74, 134.3)
+ (7e9, 1.26, 129.0) (8e9, 0.43, 105.5) (9e9, 0.11, 123.2)
+ (10e9, 3.92, 87.5) (11e9, 2.40, 110.1) (12e9, 4.10, 85.0)
E22 22 3 FREQ {V(2,3)+V(2,21)}=
+ (4e9, -2.16, -26.4) (5e9, -1.21, -49.1) (6e9, -2.27, -45.1)
+ (7e9, -2.21, -34.4) (8e9, -2.62, -54.5) (9e9, -2.73, -52.7)
+ (10e9, -3.74, -17.2) (11e9, -3.48, -65.1) (12e9, -4.44, -62.4)
.ends

Рисунок 2.5 - Макромодель транзистора на основе Sпараметров
2.5.3 Факторные модели
Под факторной моделью будим понимать аналитическую макромодель, сформированную по результатам измерения параметров РЭ в процессе реализации активного факторного эксперимента. Каждый параметр в этом случае может быть выражен полиноминально
или мультипликативно
где
Gi - аттестуемый параметр;
pi - постоянная факторного уравнения;
gij - парциальное факторное уравнение, представляющее аналитическую
зависимость от j фактора;
xj - фактор представляющий функцию gij.
Таким способом могут быть аттестованы как статические параметры, например в виде вольт-амперных характеристик (ВАХ), так и динамические параметры, например в виде Y-параметров. В первую очередь факторное пространство определяет частотный диапазон, режим электропитания по постоянному току и температура. Могут быть добавлены и другие факторы, способные влиять на значение параметров модели.
В общем виде факторная модель может быть выражена двумя уравнениями. Уравнение ВАХ
I=I(X) (2.17)
и уравнением
Y=Y(,X) (2.18)
где I - вектор токов, определяющих рабочую точку;
Х - вектор факторов за исключением частоты;
Y - матрица проводимостей;
- угловая частота.
Каждую из вещественных составляющих уравнений (2.17) и (2.18) определяют в виде аналитических зависимостей (2.15) или (2.16).
Факторная модель наиболее полно отвечает аналитическим макромоделям, описание которых приведено в п. 2.5.2. Измерение статических и физических параметров факторных моделей может быть автоматизировано при использовании способа по АС СССР № 1317370 /3/ устройств по АС СССР №1084709 /5/. Способ /3/ и устройства /6,7/ не имеет принципиальных отличий по частотному диапазону и могут быть применены в СВЧ диапазоне. Использование этих устройств при применениях к СВЧ имеет определенные преимущества, т.к. для реализации основных измерительных операций не обязательно применение согласованного волнового тракта. Однако и в этом случае при конструировании измерительных цепей, которые содержат ИГ необходимо учитывать специфику цепей СВЧ диапазона.
Информация, представленная уравнениями (2.17) и (2.18) в принципе достаточна для описания макромоделей, приведенных в /8/. Например, для идентификации модели Эберса-Молла нужно расширить систему (2.17) и (2.18) добавив данные об инверсном режиме включения транзистора. При этом уравнение (2.18) используется для определения нелинейных зависимостей емкостей переходов транзистора.
3 Тестер для измерения параметров радиоэлектронных элементов
3.1 Методика измерения
3.1.1 Измерение статических параметров
В интегрированных САПР для расчета транзисторных схем в режиме большого сигнала, как правило, используют модели Эберса-Молла или Гуммеля-Пуна, основанные на суперпозиции прямого и инверсного включения транзистора /2,10/. В этом случае неизбежны искажения моделируемых вольтамперных характеристик (ВАХ), так как в основе их описания заложены свойства идеального p-n перехода, смещенного в прямом или обратном направлении.
В этой связи классическое определение ВАХ связанное с непосредственным измерением токов и напряжений на входных и выходных электродах транзистора имеет принципиальное значение как для корректировки указанных выше моделей, так и для изучения тонкой структуры процессов в транзисторе /11-13/.
В процессе планирования эксперимента при моделировании радиоэлементов важную роль имеет выбор непосредственно измеряемой системы параметров с точки зрения совместимости с требованиями к определяемой модели, методам и техническим средствам измерения в первую очередь должны быть реализованы два главных условия, во-первых, сокращение времени и материальных затрат на этапе сбора и обработки первичной информации, во-вторых, широкое использование алгоритмических методов измерения, позволяющих при реализации простых методов измерения получить сложные модели путем глубокой математической обработки информации.
Измерение ВАХ транзистора можно комплексно автоматизировать использовав методику измерения по А.С. СССР №1084709 /13/. При этом предоставляется возможным в процессе измерения ВАХ так же определять данные, достаточные для вычисления Y-параметров транзистора в каждой из точек спектра плана эксперимента, который реализуется в процессе измерения ВАХ. При этом аттестируется система ВАХ
Iб=Iб (Ik,Uk);
Uб=Uб(Ik,Uk),
где Iб и Uб - ток и напряжения базы транзистора соответственно;
Ik и Uk - ток и напряжение его коллектора.

При расчетах электронных устройств система практически не используется, однако при определении ее параметров относительно просто автоматизировать измерительный процесс и совместить определение статистических и динамических параметров на одной технологической установке 15.

Расширяя факторные пространства в температурную область из системы (3.1) получаем систему

Iб = Iб (Iк,Uк,To); (3.2)

Uб = Uб(Iк,Uк,To), (3.3)

где To - температура.

На практике наиболее широко используют ВАХ соответствующие системам Н-параметров (параметры ВАХ ток Iб и напряжение Uк) или Y-параметров (аргументы ВАХ напряжения Uб и Uк), т.е. системы

Iк = Iк (Iб,Uк); (3.4)

Uб = Uб(Iб,Uк), (3.5)

Iк = Iк (Uб,Uк); (3.6)

Iб = Iб(Uб,Uк). (3.7)

Если базовая система (3.1) соответствует полиминальной модели, то ее факторные функции (ФФ) имеют вид /5,14/

Iб = k1 + Iб (Iк) + Iб(Uк); (3.8)

Uб =k2 + Uб(Iк) + Uб (Uк), (3.9)

где k1 и k2 - постоянные факторных функций (ПФФ), а индексы 1 и 2 указывают на различие этих коэффициентов в первом и втором уравнениях системы; Iб (Iк), Iб(Uк), Uб(Iк), Uб (Uк) - аналитические функции, представляющие собой элементарные факторные функции (ЭФФ).

Iк = k1 + Iк (Iб) + Iк(Uк); (3.10)

Uб =k2 + Uб(Iб) + Uб (Uк) (3.11)

Iк = k1 + Iк (Iб) + Iк(Uк); (3.12)

Iб =k2 + Iб(Uб) + Uб (Uк). (3.13)

Преобразования параметров ФФ (3.8)-(3.9) в ФФ (3.10)-(3.11) или (3.13)-(3.14) было предложено производить по табличным значениям ЭФФ системы (3.8)-(3.9).

Определение ЭФФ Iк (Iб) и Uк (Uб) не представляет сложности, так как они представляют собой обратные функции ЭФФ Iб (Iк) и Uб (Uк). Для определения ЭФФ Uб (Iб) можно использовать ЭФФ Uб (Iк) в которую нужно подставить табличные значения ЭФФ Iк (Iб). Таким же способом по ЭФФ Uб (Uк) и Iк (Iб) находим ЭФФ Iк (Uб(Uк)) и на последнем этапе ЭФФ Iб (Uб) определяем через ЭФФ Iб (Iк) и Iк (Uб), т.е. в виде Iб (Iк(Uб)).

Аналитически ЭФФ определены числовым методом трем их табличным значениям.

Каждая из ЭФФ отвечает одному из уравнений, приведенных в таблице 3.1

Таблица 3.1 - Структура ЭФФ

Код
Структура
1
f1=ax2+bx+c
2
f2=ln(f1)
3
f3=exp(f1)
4
f4=a/(x+b)+c
5
f5=a; b=c=0

Блок схема алгоритма формирования ЭФФ приведена на рисунке 1

Система Системы Система

(10)-(11) (8)-(9) (12)-(13)

Iк(Iб) Iб(Uк) Iб(Uк)

Iк(Uк) Iк(Iб) Iб(Iк) Iб(Iк(Iб)) Iб(Uб)

Uб(Iб) Uб(Iк(Iб)) Uб(Iк) Iк(Iб) Iб(Uб)

Iб(Uк) Uб(Uк) Iк(Uб(Uк)) Iк(Uк)

Рисунок 1 - Алгоритм преобразования систем ЭФФ

В результате реализации алгоритма, рисунок 1, находятся ЭФФ преобразованных ВАХ, чтобы определить ФФ этих ВАХ необходимо вычислить соответствующие ПФФ, которые можно вычислить по табличным значениям ФФ. Исходными данными для расчета являются табличные значения ЭФФ.

Рассмотрим алгоритм формирования табличных значений ФФ для плана 34-2. Пусть fij - элементы ЭФФ, где i=1,4 - индекс фактора, а j=1,3 - индекс уровня фактора. Если принять, что при i=1 фактор изменяется по строкам матрицы планирования (МП), i=2 - по столбцам, i=3 - по диагонали справа-налево и i=4 - по диагонали слева-направо, то обозначив символом ykl элементы МП, где k=1,3 и l=1,3 получим условия для определения системы уравнений, достаточных для определения элементов ykl по известным элементам fij.

Из теории планирования эксперимента известно, что утроенные значения fkl равны сумме элементов yij по фиксированному уровню фактора i.

Тогда для полиминальной модели исходные системы уравнений имеют вид для первого фактора

3f11=y11+y12+y13; 3f21=y21+y22+y23; 3f23=y31+y32+y33, (3.14)

для второго фактора

3f21=y11+y21+y31; 3f22=y12+y22+y32; 3f23=y13+y23+y33, (3.15)

для третьего фактора

3f31=y11+y22+y33; 3f32=y12+y23+y13; y33=y13+y21+y32, (3.16)

и для четвертого фактора

3f41=y31+y22+y13; y42=y11+y23+y32; y21=y12+y33. (3.17)

Алгоритм определения преобразованной МП по табличным значениям ЭФФ сводится к вычислению этих yij этой МП по формулам, полученным в результате совместного решения систем (3.14)-(3.17):

y31=f41 + f21 + f32 - f11 - f12; (3.18)

y32=f33 + f42 + f22 - f11 - f12; (3.19)

y21=f33 + f21 + f24 - f11 - f13; (3.20)

y13=3f33 - y21 - y32; (3.21)

y12=3f22 - 3f41 - y32 + y13 + y31; (3.22)

y23=3f32 - y12 - y31; (3.23)

y11=3f11 - y12 - y13; (3.24)

y22=3f12 - y21 - y32; (3.25)

y33=3f13 - y31 - y32. (3.26)

При полиминальной модели (ФФ представляет собой произведение ЭФФ) также используют формулы (3.18)-(3.26), но для логарифмированных табличных значений ФФ.

Для аттестации параметров модели Эберса-Молла необходимо определить уравнения (2.18) для инверсного включения транзистора. Дополнительные данные для определения этой модели или ее корректировки могут быть получены при определении переходов база-эммитер и база-коллектор согласно схемам, рисунки 3.2 и 3.3.

Рисунок 3.2 - Измерение ВАХ в нормальном режиме

Рисунок 3.3 - Измерение ВАХ в инверсном режиме.

Регистрируются напряжения Uк, Uб, которые падают на образцовых резисторах R0k, R. Соответственно токи Iк, Iб рассчитываются по формулам.

Ток Ik служит для контроля режима измерения, если электропитание проводится от источника тока.

В процессе реализации измерительного процесса необходимо руководствоваться сведениями о структуре РЭ, приведенными в п. 2.2-2.3.

3.1.2 Измерение динамических параметров

Рассмотрим условия реализации принятого машинно-ориентированного способа измерения линейных параметров многополюсника.

Согласно этому способу, сущность которого приведена в работах /9/, для определения Y-матрицы многополюсника необходимо выполнить измерение матрицы Uo напряжений холостого хода согласно схеме, рисунок 3.4а, на которой изображены: источник синусоидального напряжения Ei, многополюсник эквивалентный паразитным параметрам измерительной цепи с матрицей проводимости Yo. Источник Ei подключен к i-му входу-полюсу через комплексное сопротивление Zi, а остальные полюсы-входы нагружены на комплексные сопротивления Zj (j=1).

Индексами i и j обозначены точки подключения измерительного прибора, а именно пробник измерительного канала векторного вольтметра.

Согласно рисунку 3.4а при отсутствии измеряемого многополюсника (ИМП) и поочередном подключении последовательно к каждому резистору Zi источника Ei измеряют диагональные Uii и недиагональные Uoji компоненты матрицы Uo. Затем при поочередном подключении образцовой Yoi меры последовательно к каждому источнику Ei с внутренним сопротивлением Zi (рисунок 3.5б) измеряют напряжение Uoi - элемент вектора калибровочных напряжений Uk. Операции измерений матрицы Uo и вектора Uk опорных и калибровочных напряжений осуществляется n`+n раз, где n- число активных входов многополюсника по переменному току. На этом процесс калибровки измерительной схемы завершается. В результате определяется информация достаточная для учета влияния паразитных параметров эквивалентного многополюсника Yo.

Рабочий цикл измерения производится согласно рисунку 3.5. В этом случае параллельно схеме рисунок 3.5а подключают измеряемый многополюсник с матрицей проводимости Yo. В результате измерительные цепи оказываются нагруженными эквивалентным многополюсником с матрицей проводимости Yo, которую можно рассчитать по формуле

Yo = Y + Yo . (3.29)

Затем производится измерение элементов Uji матрицы U нагруженного режима таким же способом, как и измерение элементов матрицы Uo опорных напряжений. Переключение источника Ei производится n раз и определяются n` напряжений.

Измерение параметров многополюсника

а - измерение элементов матрицы Uo опорных нап и т.д.................


Перейти к полному тексту работы



Смотреть похожие работы


* Примечание. Уникальность работы указана на дату публикации, текущее значение может отличаться от указанного.