На бирже курсовых и дипломных проектов можно найти образцы готовых работ или получить помощь в написании уникальных курсовых работ, дипломов, лабораторных работ, контрольных работ, диссертаций, рефератов. Так же вы мажете самостоятельно повысить уникальность своей работы для прохождения проверки на плагиат всего за несколько минут.

ЛИЧНЫЙ КАБИНЕТ 

 

Здравствуйте гость!

 

Логин:

Пароль:

 

Запомнить

 

 

Забыли пароль? Регистрация

Повышение уникальности

Предлагаем нашим посетителям воспользоваться бесплатным программным обеспечением «StudentHelp», которое позволит вам всего за несколько минут, выполнить повышение уникальности любого файла в формате MS Word. После такого повышения уникальности, ваша работа легко пройдете проверку в системах антиплагиат вуз, antiplagiat.ru, etxt.ru или advego.ru. Программа «StudentHelp» работает по уникальной технологии и при повышении уникальности не вставляет в текст скрытых символов, и даже если препод скопирует текст в блокнот – не увидит ни каких отличий от текста в Word файле.

Результат поиска


Наименование:


Курсовик Основы построения модуляторов и демодуляторов. Микроэлектронные формирователи и преобразователи измерительных сигналов. Управляемые автогенераторы. Прецизионный амплитудный модулятор. Линейный частотный модулятор. Цифровой частотно-фазовый демодулятор.

Информация:

Тип работы: Курсовик. Предмет: Схемотехника. Добавлен: 05.09.2008. Сдан: 2008. Уникальность по antiplagiat.ru: --.

Описание (план):


1
34
Содержание
Введение
1. Теоретические основы построения модуляторов и демодуляторов
2. Микроэлектронные формирователи и преобразователи измерительных
сигналов
2.1. Формирование синусоидальных высокочастотных сигналов с
повышенной стабильностью амплитуды и линейностью характеристики
управления по частоте
2.2. Теоретические основы управляемых автогенераторов
3. Прецизионный амплитудный модулятор
4. Линейный частотный модулятор
5. Цифровой частотно-фазовый демодулятор
Заключение
Список использованной литературы
Введение
В основе проектирования (интегрализации) радиоприемных устройств (РПУ) на ИС лежат общие принципы проектирования микроэлектронной аппаратуры, которые приобретают некоторые особенности, связанные со спецификой приемной аппаратуры.
Отличительными чертами РПУ являются:
аналоговый характер сигнала, его большой динамический диапазон (доли микровольт - единицы вольт);
широкий частотный диапазон (от постоянного тока - на выходе детектора, до сотен мегагерц или десятков гигагерц - на выходе);
большое число нерегулярных соединений;
функциональное разнообразие узлов (блоков) при их относительно небольшом общем числе.
К функциональным блокам (каскадам) предъявляются разнообразные требования, часто зависящие от типа сигналов. В некоторых узлах должна быть обеспечена прецизионность изготовления. Часто оказывается необходимым изменять параметры элементов в процессе регулировки аппаратуры, что нежелательно при микроэлектронном исполнении.
На цифровых ИС можно реализовать практически любой алгоритм обработки сигнала, осуществляемый в приемно-усилительных устройствах, включая элементы оптимального радиоприема.
Преимущества цифровой обработки: неограниченно долго можно хранить информацию, отсутствие ошибок, параметрических уходов при функционировании, легкая возможность адаптации (изменение параметров устройств под влиянием принимаемого сигнала или по команде), высокая технологичность в производстве, большие перспективы дальнейшей микроминиатюризации.
1. Теоретические основы построения модуляторов и демодуляторов
Аналоговый перемножитель сигнала (ПС) является универсальным базовым блоком, выполняющим ряд математических функций: умножение, деление, возведение в квадрат. В ряде случаев функциональные возможности ПС реализуются совместно с ОУ.
ПС может применяться в качестве модулятора. Рассмотрим основные принципы построения модуляторов и демодуляторов.
Балансный модулятор может иметь высокую линейность лишь по одному (модуляционному) входу. Второй вход (вход несущей) может запитываться переменным напряжением с постоянной амплитудой, причем уровень несущей может быть достаточно большим и вырождаться в функцию коммутации SН(t) (рис. 1,а).
Физически Это означает, что активные элементы модулятора при высоком уровне входного сигнала превращаются в синхронные ключи, при этом модулирующий сигнал UM(t) (рис. 1,б) эффективно коммутируется с частотой несущей SН(t), образуя выходной сигнал в виде (рис. 1,в)
, (1)
где К - коэффициент пропорциональности.
Рис. 1. Диаграммы, поясняющие работу БМ при воздействии функции коммутации
Таким образом, при использовании БМ в режиме сильных сигналов один из сигналов (несущая) представляет собой симметричную прямоугольную волну единичной амплитуды SН(t) (рис. 1, а) первая гармоника которой является полезной, а другие - нежелательны.
Используя разложение Фурье, несущую SН(t) можно представить в виде суммы членов бесконечного гармонического ряда с частотами кратными
,
где коэффициенты Фурье вычисляются по формуле
.
Для подавления гармонических составляющих ФНЧ с частотой среза немного выше (рис. 2). В этом случае для первой гармоники выходного напряжения (1) можно записать
, (2)
где К - коэффициент, учитывающий произведение масштабных коэффициентов передачи ПС и ФНЧ на частоте первой гармонической; UН - напряжение колебания ограниченной несущей.
Рис. 2. Схема БМ
Если на модулирующий вход подать сигнал с постоянной составляющей
, (3)
где U0 - напряжение постоянной составляющей; UM и - амплитуда и частота модулирующего напряжения; m=UM/U0, то на выходе ФНЧ БМ в соответствием с выражением (2) будет получен АМ сигнал
, (4)
где - уровень несущей АМ сигнала.
При использовании БМ в режиме фазового детектирования (рис. 3) на входы ПС подают напряжения одной и той же частоты, но со сдвигом фаз на угол . Пусть один из сигналов будет , а второй , тогда на выходе БМ получим
. (5)
Рис. 3. Фазовый демодулятор
Если с помощью ФНЧ отфильтровать составляющую с удвоенной частотой, то на выходе ФД получим постоянное напряжение, пропорциональное косинусу угла
. (6)
В случае необходимости с помощью полосового фильтра, как следует из выражения (5), можно получить удвоение частоты.
Возможность определения с помощью БМ фазового сдвига между напряжениями может быть использована для построения частотных демодуляторов ЧМ сигнала. Структурная схема частотного демодулятора (рис.4) включает широкополосный ограничитель 1, устраняющий возможное изменение амплитуды ЧМ сигнала и формирующий высокий уровень сигнала коммутации S1(t), полосовой фазосдвигающий фильтр 2, настроенный на частоту несущей (среднюю частоту) ЧМ сигнала, а также БМ 3 и ФНЧ 4.
Рис. 4. Частотный демодулятор
Полосовой фильтр (рис. 5) формирует второй сигнал S2(t), управляющий БМ. При высокой добротности фильтра фазовый сдвиг , вызываемый девиацией частоты вблизи несущей , может быть записан в следующем виде
,
где .

Рис. 5. Фазосдвигающий фильтр

Отфильтрованный ФНЧ сигнал оказывается пропорциональным девиации частоты входного сигнала

,

где К - коэффициент преобразования частотного демодулятора; UЧМ - входное напряжение ЧМ сигнала.

Реализация ПС в виде амплитудного модулятора на основе операционных усилителей и изменении проводимости полевого транзистора показана на рис.6. Здесь в качестве управляемого параметра используется проводимость канала ПТ, характеристика которой в режиме управляемого сопротивления аппроксимируется выражением

. (7)

Рис. 6. Амплитудный модулятор на основе ПТ и ОУ

Пусть на один вход (в цепь стока ПТ) подается относительно высокочастотный (несущий) сигнал UC1(t), а на второй вход (в цепь затвора ПТ) посредством инвертирующего сумматора на ОУ2 с единичным коэффициентом передачи - низкочастотный (модулирующий) UC2(t) и постоянная составляющая напряжения U0

; (8)

; (9)

, (10)

где Um1, Um2 и , - амплитуды и частоты соответственно несущего и модулирующего сигналов.

Принимая во внимание (7)…(10) и учитывая, что между затвором и истоком ПТ действует напряжение , для выходного напряжения амплитудного модулятора в соответствии с формулой можно записать

(11)

или

(12)

,

где Um0 и m - амплитуда несущей и глубина модуляции получаемого АМ колебания;

, (13)

. (14)

Для исследования спектрального состава АМ колебаний формулу (12) целесообразно заменить выражением (4), содержащим всего лищь три составляющих. Реально спектр (рис. 7) АМ сигнала модулятора помимо трех основных частот (4) содержит ряд других составляющих, отстоящих от несущей на величину, кратную частоте модулирующего сигнала, что связано в основном с нелинейностью характеристики (7) ПТ.

Рис. 7. Спектр выходного сигнала амплитудного модулятора

2. Микроэлектронные формирователи и преобразователи

измерительных сигналов

2.1 Формирование синусоидальных высокочастотных сигналов с

повышенной стабильностью амплитуды и линейностью характеристики управления по частоте

Наиболее распространенным методом формирования синусоидальных сигналов на повышенных частотах является метод, основанный на компенсации активных потерь в резонансном LC-контуре отрицательным сопротивлением, реализуемым с помощью, например, линейных усилителей с ПОС, КОС, электронных приборов с падающей вольтамперной характеристикой и т.д. На относительно низких частотах предпочтение отдается RC-генераторам, например, на основе моста Вина, так как на этих частотах для LC-генераторов требуются большие номиналы индуктивностей и емкостей, что для МЭУ нежелательно.

Получаемые таким или другим способом колебания оказываются недостаточно стабильными по амплитуде и по частоте, в особенности при их управлении. При этом характеристики управления, как правило, являются нелинейными, что определяет целесообразность их линеаризации и стабилизации.

Основополагающим методом решения данной проблемы является разработанный нами метод линеаризации и термостабилизации характеристик нелинейных элементов [4,7], изложенный в работах [1,2].

Применительно к управлению формируемых колебаний данный метод отличается лишь реализацией образцового преобразователя “параметр напряжение”, который в данном случае должен быть преобразователем частоты в напряжение (ПЧН) при линеаризации характеристики управления по частоте и широкополосным амплитудным демодулятором (АД) (выпрямителем) при стабилизации амплитуды колебаний.

В соответствии с изложенным структурная схема управляемого автогенератора (рис.8) содержит собственно автогенератор 1, подсистему стабилизации амплитуды, включающую широкополосный АД 2, ИОН 3, сумматор 4 и сравнивающее устройство 5, а также подсистему линеаризации характеристики управления по частоте, включающую ПЧН 6, источник 7 управляющего напряжения, сумматор 8 и сравнивающее устройство 9. При необходимости управляемый автогенератор может быть дополнен генератором 10 модулирующего сигнала, с помощью которого посредством переключателя 11 может быть осуществлена амплитудная модуляция (АМ) (нижнее положение) или частотная модуляция (ЧМ) (верхнее положение) формируемого сигнала.

Рис. 8. Структурная схема управляемого по частоте и амплитуде

автогенератора

Принцип действия подсистем регулирования основан на сравнении преобразуемых сигналов, пропорциональных амплитуде и частоте, с опорными напряжениями и источников 3 и 7 соответственно с образованием разностных сигналов, которые после усиления в сравнивающих устройствах 5 и 9 изменяют состояние автогенератора 1 так, что его амплитуда и частота остаются неизменными. При изменении управляющего напряжения в контуре регулирования частоты и опорного напряжения в контуре регулирования амплитуды соответствующим образом подстраиваются амплитуда и частота колебаний автогенератора. Одновременно возможно получение ЧМ и АМ колебаний, если к установленным напряжениям и добавить с помощью переключателя 11 и сумматоров 4 и 8 соответствующий уровень модулирующего напряжения от генератора 10.

В связи с тем что амплитуда регулирующих сигналов МЭУ, как правило, не превышает 10 В, в качестве сравнивающих устройств 5 и 9 подходят стандартные ОУ без обратной связи или с ООС определенного вида для улучшения динамических свойств регулирования с возможно большим коэффициентом передачи на постоянном токе, так как ошибка в стабилизации соответствующих параметров тем ниже, чем выше этот коэффициент [2].

2.2. Теоретические основы управляемых автогенераторов

Эквивалентная схема замещения автогенератора (рис. 9) включает колебательный контур, представленный в виде двух противоположных по знаку реактивных сопротивлений с волновым сопротивлением
, (15)
эквивалентную активную составляющую проводимости
, (16)
широкополосный усилитель с комплексным коэффициентом передачи и управляемую полную проводимость . При этом реактивные составляющие входного сопротивления усилителя и монтажа схемы скомпенсированы на рабочей (резонансной) частоте соответствующими реактивностями колебательного контура. Знак “-” перед реактивным сопротивлением соответствует емкости C, а знак “+” - индуктивности L колебательного контура. Активные составляющие колебательного контура и входа усилителя представлены в параллельной схеме замещения. Выходная проводимость усилителя удовлетворяет условию
. (17)
Рис. 9. Эквивалентная схема замещения управляемого генератора
При полной компенсации активных составляющих возникает генерация сигнала и, следовательно, выполняется баланс активных мощностей в колебательном контуре [8]:
, (18)
где , и - модули токов и напряжения, соответствующие комплексным , и , представленным на рис. 9; - угол сдвига фаз между током и напряжением в цепи ПОС.
Система уравнений, описывающая схему, представленную на (рис.9), и позволяющая определить величины, входящие в (18), имеет вид
,
, (19)
.
Решая систему (19), получаем
, (20)
. (21)
Так как схема предназначена для компенсации только активной составляющей проводимости, целесообразно в качестве регулирующих использовать элементы с чисто активным, емкостным или индуктивным характером проводимости .
Рассмотрим возможность использования в качестве активной проводимости , реализуемой на основе ПТ. При соблюдении условия (17)
. (22)
На основании (20)-(22) определяем величины, входящие в (18):
, (23)
, (24)
, (25)
где
. (26)
Подставляя (23)-(26) в (18) и учитывая (16), находим реализуемую отрицательную активную проводимость, компенсирующую проводимость колебательного контура
. (27)
При условиях и , легко выполнимых на практике, выражение (27) упрощается
. (28)
Погрешность, допускаемую при данных ограничениях, оценим на основании сравнения соотношений (27) и (28)
. (29)
Если предположить, что в рабочем диапазоне частот усилитель не будет иметь фазового сдвига (), то выражение (29) упрощается
. (30)
При неограниченном уменьшении входной проводимости усилителя по сравнению с проводимостью колебательного контура () погрешность (30) реализации отрицательной активной проводимости
(31)
и схема (см. рис.9) позволяет получить высокую линейность компенсации проводимостей резонансного контура в широком диапазоне изменения его активной составляющей, связанной как с перестройкой по частоте (15), так и с изменением основных параметров (L,C).
При использовании управляемой проводимости (8.260) в виде емкости () реализуемая отрицательная активная составляющая проводимости по аналогии с (28)
. (32)
Для реализации схемой (см. рис.9) отрицательной проводимости необходимо в (32) обеспечить .
Проведенный анализ для случая показал, что схема, представленная на рис. 9, ведет себя так же, как и при (32). Однако при реализации этого варианта в интегральном исполнении имеются трудности, связанные с проблемой индуктивности в микроэлектронике [1].
3. Прецизионный амплитудный модулятор

Совмещение функций генерирования и модуляции по амплитуде или частоте колебаний в автогенераторе нецелесообразно, так как это приводит к неконтролируемому повышению нестабильности частоты, которую стремятся уменьшать всевозможными средствами, включая термостатирование автогенератора. В связи с этим данные операции разделяют, оставляя функцию генерирования колебаний в автогенераторе, а функцию модуляции колебаний осуществляют с помощью отдельных амплитудных или частотных модуляторов, что определяет необходимость совершенствования их схемотехники.
Построение амплитудных модуляторов, работающих на относительно низких и средних частотах c использованием ПТ и ОУ, а также перемножителей сигналов, рассмотрено в работах [1,3].
Широкополосный амплитудный модулятор, способный работать на высоких (сотни мегагерц) частотах, может быть реализован на основе схемы ШУН (рис. 10) с симметричным выходом и управлением высокочастотного (несущего) сигнала путем изменения тока ГСТ под влиянием низкочастотного (модулирующего) сигнала , так как коэффициент передачи ДУ линейно связан с величиной этого тока.
Для изменяющегося во времени тока ГСТ амплитудного модулятора, представленного на рис.10, в котором модулирующий сигнал подается в его токозадающую цепь через повторитель сигнала на ОУ1, можно записать
, (33)
где , и - напряжение питания отрицательной полярности, напряжение базаэмиттер БТ Т3 и постоянная составляющая тока ГСТ
. (34)
Выходное симметричное напряжение модулятора с учетом (33)
, (35)
где изменяющаяся во времени t крутизна БТ дифференциальной пары Т1, Т2.
Рис. 10. Прецизионный амплитудный модулятор
При входных синусоидальных сигналах
, (36)
, (37)
где , и , амплитуды и частоты соответственно несущего и модулирующего сигналов,
выходное напряжение (35) модулятора приобретает вид амплитудно-модулированного колебания
, (38)
где и m - амплитуда несущей и глубина модуляции с учетом (34) сигнала с АМ,
, (39)
. (40)
Как следует из формулы (39), коэффициент передачи по несущей
(41)
соответствует коэффициенту передачи ДУ, амплитуда неискаженного выходного сигнала которого не может превышать удвоенного значения падения напряжения на резисторе нагрузки в режиме покоя. Следовательно, максимальный уровень несущей на симметричном выходе модулятора должен удовлетворять условию


Перейти к полному тексту работы



Смотреть похожие работы


* Примечание. Уникальность работы указана на дату публикации, текущее значение может отличаться от указанного.